How to enable “compliance test Mode” in Ubiquiti (Ubnt) devices.

Step 1: Download and install Putty Download Here
Step 2: Plug in ubnt device into PC through LAN.
Step 3: Fill the IP address in LAN Properties > IPv4 Properties > 192.168.1.x

Step 4: Now run the putty software and fill the router IP inside Host Name (or IP Address).

Step 5: Now a security windows will pop-up, click on YES button.

Step 6: Now a black terminal window will appear, which will ask your device login credentials, fill them and hit Enter.

Step 7: Now a big U icon will show which is Ubiquity’s official logo

We have to type some command there.

Step 8: Now reboot the device by typing reboot and hit ENTER.

Step 9: A confirmation (Putty Fatal Error) window will appear, Click OK on it, and close the terminal windows.

It will take 30-45 seconds to reboot the device, after reboot login your ubnt device in web browser and go to Wireless tab.


Now you can see that in country list we have Compliance Test in there.

Hamnet Zugang DB0FKS.

Der Benutzereinstieg bei DB0FKS arbeitet im 13cm Amateurfunkband auf der Frequenz 2397MHz. Als Hardware wird bei DB0FKS ein Bullet M2 der Firma Ubiquiti verwendet.

Um auf diesem Benutzerzugang ins Hamnet einzusteigen benötigt man eine WLAN Hardware, die ebenfalls in der Lage ist die 2397MHz zu benutzen. Dies geht mit den Geräten von Ubiquiti und Mikrotik.

Andere WLAN-Hardware mag auch funktionieren, hier darf gerne probiert und geforscht werden.

Die Geräte von Ubiquiti arbeiten nicht per Default auf der 13cm AFU QRG, man muss hierzu den sog. “Compliance Test Mode” benutzen. Dieser muss erst per SSH freigeschaltet werden. Eine Anleitung hierzu findet man hier:

Anleitung Ubiquiti “Compliance Test” per SSH einstellen.

Nach der Freischaltung und Auswahl von “Compliance Test” unter der Einstellung Country, kann dann in den Wireless Einstellungen die QRG 2397 MHz eingetragen werden. Als SSID muss “DB0FKS” eingetragen werden, um sich auf den Access-Point zu verbinden. 

Konfiguration des WLAN für DB0FKS.

Wespenspinne in Zwingenberg.

In diesem Jahr haben wir in unserem Garten wieder einen alten Bekannten entdeckt, eine Wespenspinne. Eine Wespenspinne hatten wir schon öfters im Garten, allerdings noch nie so ein prächtiges Exemplar wie dieses Jahr (2018).

Die Wespenspinne mittig auf ihrem Netz.

Wespenspinne von oben.

 

Wespenspinne von unten.

 

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ADF4153 12Ghz PLL Umbau und Programmierung.

Auf der HAM-Radio 2018 in Friedrichshafen hat Alex (DL8AAU) schöne PLL-Bausteine entdeckt, welche sich für den Frequenzbereich von ca. 11-13,5 GHz eignen.

Ich werde die PLL verwenden um mittels eines Verdreifachers ein 38 GHz Signal zu erzeugen. Dies wird als LO für einen 76 GHz Subharmonischen-Mischer nach DB6NT benötigt.

PLL mit VCO von innen.

Die Bausteine enthalten einen Transistor-VCO (Sollfrequenz/4) den man mittels Lötzinn und Fähnchen schön auf Sollfrequenz abgleichen kann. Der VCO wird über ein ADF4153 PLL-IC an einen internen 20 MHz Quarzoszillator angebunden. Danach wird das Signal durch einen HMC189 passiv verdoppelt und durch einen Bandpass gefiltert. Jetzt wird das Signal nochmals mit einem HMC369 aktiv verdoppelt und wieder durch einen Bandpass gefiltert. Zum Schluss folgt noch eine Verstärkerstufe mit HMC441, welcher dann ca. +15 dBm am Ausgang abliefert.

Der Abgleich des VCO per Lötkolben war sehr einfach und Problemlos. Zielfrequenz war in diesem Fall erst mal die (24.048 GHz – 146 MHz) / 2 also 11,951 GHz. Diese LO-Baugruppe wird im 24 GHz Transverter für DR9A ihre Verwendung finden.

Nun muss der PLL-Chip noch seine Programmierung bekommen. Hierzu verwende ich einen Arduino Pro Mini, Der ADF4153 wird per SPI programmiert. Hierzu werden die benötigten Register über ein paar digital Pins des Arduino per “Bit Banging” in den ADF4153 geladen.

Leider habe ich keinen passenden Stecker gefunden und musste diesen erst beschaffen. Dank an Alex (DL8AAU) für die Identifizierung und Bestellung.

Belegung des Steckers:

Pin 1: Clock
Pin 2: Data
Pin 3: LE
Pin 4:
Pin 5: Ground
Pin 6: 10V DC

Der Logikpegel zum programmieren ist 3,3V, es muss also ein passender Mikrocontroller verwendung finden oder die Pegel müssen geeignet angepasst werden.

Der Arduino Pro Mini wird wie folgt angeschlossen:

Clock an Pin 13
Data an Pin 11
LE an Pin 03

Nach erfolgter Programmierung des PLL-Chip rastete der Oszillator sofort ein. Selbst mit dem internen 20 MHz TCXO ist die Frequenz schon auf wenige Hertz genau getroffen. Als nächstes erfolgt der Umbau auf 10 MHz Referenz, welche dann extern über Pin 4  zugeführt wird.

Der Umbau auf 10MHz Referenz ist recht einfach, das schwierigste ist es den internen 20 MHz Oszillator zu entfernen. Da ich nicht vor hatte den Oszillator wieder zu verwenden, habe ich ihn komplett mit dem Lötkolben erhitzt, wodurch sich die Abschirmhaube abnehmen ließ. Danach waren alle Anschlüsse gut zugänglich und konnten mit Entlötlitze “leergesaugt” werden. Danach mit einem Skalpell unter die Platine hebeln und gleichzeitig nach und nach die Lötstellen ablösen. Danach wird die Leiterbahn, welche zu Pin 4 der Steckerleiste führt, mittels Skalpell getrennt. Nun wird ein Stück Fädeldraht vom ehemaligen Ausgangs-Pin des 20 MHz Oszillators zu Pin 4 gelegt. Fertig ist der Umbau.

Verschiedene Quellen sagen, dass man der VCO-Stromversorgung noch etwas mehr Kapazität verpassen sollte. Ich werde dies mal ausprobieren und einen Vorher/Nachher Messung anfertigen.

Mittlerweile ist der Oktoberkontest 2018 rum und leider hat die PLL Ärger gemacht. Sie hat extrem viel Rauschen produziert, so dass an einen Betrieb mit dem Transverter auf 24 GHz nicht zu denken war.

Nun geht es an die Ursachenforschung und an die Beseitigung der Probleme. … nach dem Kontest ist vor dem Kontest …

Nachfolgend der Source-Code mit dem der PLL-Chip programmiert wird. Es handelt sich um eine Abwandlung der Source von Wolfgang (OE8WOZ). Vielen Dank für die Erlaubnis den Code zu verwenden !

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Selbstbau LISN 5uH für DC bis 60V/10A

Seit einiger Zeit benutze ich in Bauprojekten zunehmend DC/DC Wandler aus China, um zum Beispiel in Transvertern die verschiedenen Betriebsspannungen zu erzeugen. Die kleinen sehr preiswerten Platinchen funktionieren sehr zuverlässig und tun was sie sollen.


DC/DC-Wandler aus China.

Als Funkamateur frage ich mich natürlich auch noch was die Dinger sonst noch tun, außer Spannungen zu erzeugen und zu stabilisieren ?

Aus dieser Frage heraus entstand der Bedarf an einer einfachen Netznachbildung (LISN) für Gleichspannungen und Ströme.

Beim stöbern im Internet bin ich dann auf ein Projekt bei GitHub (5uH DC LISN) gestoßen, welches genau für meine Anforderungen passt. Die benötigte Platine wurde also gleich in Auftrag gegeben und zwei Wochen später lag die fertige Platine dann vor. In der Wartezeit wurden die Bauteile besorgt.

Der Aufbau gestaltete sich recht einfach. Alle Bauteile sind als SMD ausgeführt und die Platine wird nach Fertigstellung einfach auf ein Hammond-Gehäuse aufgeschraubt.

Fertig aufgebaute LISN, fertig zur Messung.

Nach erfolgtem Aufbau kommt natürlich der Moment der Wahrheit, die Messung.

Bei einer ersten Messung hatte ich noch Resonanzstellen im  Sweep, die durch zu schlechte Adaptierung von BNC auf Bananenstecker entstanden sind.

Nach Änderung der Adaptierung war die Messung sauber bis über 500 MHz. Die Dämpfung soll etwa -10 dB betragen, was bis über 250 MHz auch sehr gut eingehalten wird. Darüber steigt die Dämpfung leicht an, was aber auch noch völlig im Rahmen ist.

Erste Messung bis 100 MHz mit schlechter Adaptierung. Dadurch Resonanzen im S12 Sweep.

 

 

Nun muss das LISN seiner eigentlichen Bestimmung zugeführt werden, also der Messung von leitungsgebundenen Störungen.

Hierzu habe ich als DUT einen der chinesischen DC/DC-Wandler benutzt, denn das war ja der Stein des Anstoßes für den Bau des LISN.

Als Versorgung für die Messung des DC/DC-Wandlers wurde ein R&S Labornetzteil verwendet, welches einen gute alte analoge Regelung besitzt. Als EMI-Empfänger kommt ein Rohde&Schwarz ESIB7 zum Einsatz.

Zweite Messung mit besserer Adaptierung. Bis 250MHz ca. -10 dB Dämpfung.

Als erstes wurde eine Messung ohne DUT gemacht, um Störungen des DUT von Störungen die aus der Umgebung kommen (Lampen, UKW-Rundfunk, LED-Lampen etc.) zu unterscheiden. Bei der Messung ohne DUT zeigt sich, dass bis etwas über 10 MHz der Pegel bei ca. -100 dB liegt. Darüber steigt der Pegel bis um die -80 dB an.

Dann wurde der DC/DC-Wandler über das LISN mit Strom versorgt, wobei sehr kurze Messkabel verwendet wurden um wenig Dämpfung und Frequenzgang zu haben.

Messung ohne DUT.

Die Messung wurde nun wiederholt und wieder ein Foto gemacht. Auf dem Bild ist gut zu erkennen, dass der Wandler wohl mit einer Schaltfrequenz von ca. 300 kHz arbeitet und daher fette Spitzen bei 300, 600 und 900 kHz produziert. Die Spitzen liegen mehr als 50 dB oberhalb des Grund in der Messung ohne DUT. Die Harmonischen bei 1,2 und 1,5 MHz liegen sogar 60 dB höher. Oberhalb des 1,5 MHz Peak flacht das Spektrum wieder ab. Oberhalb 10 MHz steigt der Pegel breitbandig um ca. 8-10 dB an.

Messung mit DUT 150 kHz bis 100 MHz mittels R&S ESIB7.

Ich werde nun noch auf den Amateurbändern (28MHz, 144-146 MHz und 432-440 MHz) Messungen durchführen, um festzustellen ob diese Wandler auch z.B. im Umfeld eines Kontest ohne Störung einsetzbar sind.

 

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HF-Schalter BIRD Modell 7431.

Ein Schnitt durch den HF-Schalter. Das Prinzip ist gut erkennbar.

Ich habe von einem Funkfreund einen handbetriebenen HF-Schalter BIRD Modell 7431 zum überprüfen bekommen.

Der Schalter hat 4 Positionen und der Schaltknopf muss zur Betätigung herausgezogen werden, in die gewünschte Position gedreht werden und wieder hinein gedrückt werden. Der Schalter ist mit N-Buchsen versehen und ist brachial solide aufgebaut.

Wenn man den Schaltknopf herauszieht, wird der Mittelkontakt der Common-Buchse und der jeweils ausgewählten Buchse zurückgezogen und somit getrennt. Durch drehen wählt man dann einen neue Position. Die Positionen rasten und man kann erst nach korrekter Rastung den Knopf wieder hineindrücken.

Das Datenblatt von BIRD zeigt, dass diese Schalter eine Isolation zwischen dem Common Port und den nicht ausgewählten Ports von mehr als 75 dB (!!!) hat. Hier ein Auszug der Daten:

  • 100 MHz SWR kleiner 1.02, IL 0.02 dB, max. Pwr 850 W
  • 1000 MHz SWR 1.06 max. , IL 0.09 dB, max. Pwr 200 W
  • 4000 MHz SWR 1.30 max. , IL 0.22 dB, max. Pwr 75 W

Der brauchbare Frequenzbereich ist von BIRD mit DC-10 GHz angegeben.

Die Ergebnisse der Messungen folgen …

Vergleich R&S NRV-Z55 und R&S NRV-Z51 Sensor.

Laut R&S Prospekten unterscheiden sich die Messköpfe NRV-Z51 und NRV-Z55 nur durch ihre Anschlüsse. Am 51er Kopf ist ein N-Stecker (bis 18 GHz) und am 55er Kopf ist ein 2,92mm Stecker (bis 40 GHz) montiert.

Da ich gerade an Projekten oberhalb 18 GHz baue, und mir ein NRV-Z55 Messkopf zugelaufen ist, werde ich den NRV-Z55 mit dem NRV-Z51 vergleichen.

R&S NRV.Z55 (DC-40 GHz)

Weil man im Amateurbereich nun nicht unbedingt aufs letzte Zehntel dB genau messen muss, sondern oft eine Genauigkeit von 0,5-1 dB ausreichend ist, kann es sein, dass die Ungenauigkeit durch die nicht mehr für die Frequenz passende Steckverbindung (N-Stecker bis 18 GHz) durch aus noch bis über 18 GHz brauchbar ist.

Als Signalquelle von 18-26,5 GHz dient der HP 8673B (2-26,5 GHz) und über 26,5 GHz arbeite ich mit einem aktiven Vervielfacher. Das genaue Setup steht noch nicht ganz fest.

Das Setup zum Vergleich der beiden Messköpfe besteht aus einen resistiven Teiler von Weinschel (Model 1515), an welchen die Messköpfe angeschlossen werden. Zur Adaptierung der Messköpfe auf die SMA-Buchsen des Teilers wurde für den Z51 Kopf ein 3,5mm auf N-Buchse Adapter verwendet. Um den Z55 Kopf von 2,92mm auf SMA zu adaptieren wurde ein 3,5mm (m) auf 3,5mm (f) Adapter verwendet. Letzteres ist nötig, da 2,92mm nicht mit SMA kompatibel ist, wohl aber mit 3,5mm Steckverbindern.

Weinschel Model 1515 Splitter mit dem Z51 links und dem Z55 rechts.

Die Messungen erfolgten von 17 GHz bis 26,5 GHz. Dieser Bereich wurde gewählt, weil der Z51 Kopf bis 18 GHz spezifiziert ist und ich somit zwei Messpunkte im noch “zulässigen” Bereich mit Sensor-Kalibrierung habe. An der Stelle glauben wir R&S einfach erst mal.

Um die Gleichlaufunterschiede des Teilers herausrechnen zu können, wurde die Messung zweimal durchgeführt. Einmal mit dem Z51 Kopf links und dem Z55 Kopf rechts am Teiler und einmal umgekehrt.

Die Werte waren wie folgt:

Als erstes mit dem Z51 Kopf links und dem Z55 Kopf rechts:

Frequency GHz171819202121,52222,522,72323,52424,52525,52626,5
Messwert (dBm) NRV-Z51-8,98-8,93-9,15-9,13-8,65-8,99-9,97-12,96-11,3-10,34-10,35-10,38-10,53-11,01-11,15-10,99-10,81
Messwert (dBm) NRV-Z55-8,47-9,01-8,91-8,99-8,33-7,92-7,6-14,67-11,92-10,67-10,44-10,55-10,48-11,06-11,24-11,13-10,19

Chart Z51 links (blau) am Teiler und Z55 rechts (rot). X in GHz und Y in dBm.

… dann umgekehrt (Z51 rechts und Z55 links):

Frequency GHz171819202121,52222,522,72323,52424,52525,52626,5
NRV-Z51-8,9-8,86-9,05-9,02-8,33-8,28-7,98-15,23-12,49-11,14-10,81-10,75-10,91-11,6-11,66-11,36-11,4
NRV-Z55-8,62-9,16-9,08-9,25-8,85-8,81-9,49-12,3-10,74-10,06-10,26-10,29-10,44-10,74-11,11-10,84-10,39

Chart Z51 rechts (blau) am Teiler und Z55 links (rot). X in GHz und Y in dBm.

In den Charts sieht man sehr schön, dass der Sprung bei 22-23 GHz beim vertauschen der Messköpfe mitwandert. Das heißt, dass dieser Sprung vom Splitter verursacht wird und nicht von den Messköpfen oder der Adaptierung.

Jetzt die spannende Frage … wie schlägt sich der Z51 Kopf (DC-18 GHz) gegen den Z55 Kopf (DC-40GHz) ? Folgendes Chart ist um den Gleichlauffehler des Splitters bereinigt (durch Mittelung)und zeigt die Abweichung des Z51 Kopfes gegenüber dem Z55 Kopf. Den Knick zwischen 22 GHz und 23 GHz werde ich nochmal genauer betrachten und feiner in der Frequenz auflösen.

 171819202121,52222,522,72323,52424,52525,52626,5
Durchschnitt Z51-8,94-8,895-9,1-9,075-8,49-8,635-8,975-14,095-11,895-10,74-10,58-10,565-10,72-11,305-11,405-11,175-11,105
Durchschnitt Z55-8,545-9,085-8,995-9,12-8,59-8,365-8,545-13,485-11,33-10,365-10,35-10,42-10,46-10,9-11,175-10,985-10,29

Vergleich der gemittelten Werte des Z51 und Z51. X in GHz und Y in dBm.

Abweichung des Z51 Kopfes vom Z55 Kopf. X in GHz und Y in dB.

Das komplette Excel-Sheet kann man hier als PDF ansehen.

Vergleich_NRV_Z51_Z55

Der Messkopf wird laut R&S direkt bei der PTB kalibiert.

Vergleich NRP-Z37 mit NRV-Z55 (als Referenz !!!

Für die weiteren Messungen habe ich nun einen resistiven Powersplitter 0.5-40 GHz Anritsu K241C mit 2,92mm (K) Anschlüssen bekommen, somit kann man die Messungen von 17 GHz bis 26,5 GHz nochmal vergleichen. Hierbei sollte man heraus bekommen ob der Buckel bei 22-23 GHz durch den Power-Splitter (Weinschel Model 1515) hervorgerufen wird.
Um nun die Messung oberhalb 26,5 GHz weiterführen zu können, muss erst einmal eine Signalerzeugung 26,5-40 GHz gebaut werden.

Stay tuned !!

 

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Bau 24 GHz Transverter. (aus DMC Brocken)

Einbau der HF-Komponenten ins Gehäuse.

Motiviert durch den Umstand günstig an einen Satz 24 GHz Bauteile gekommen zu sein, fasste ich den Entschluss nun auch auf 24 GHz QRV zu werden.

Die Bauteile stammen zumeist von DMC, die PA ist von Arcom (ca. 800mW).

  • Transverter orig. für 23 GHz Richtfunk von DMC.
  • PLO (Phase locked Oscillator) 23.616 GHz (für 436 MHz ZF) von DMC.
  • LNA für 23 GHz aber auf 24 GHz noch sehr gut brauchbar.
  • PA von Arcom, ca. 850mW out auf 24,048 GHz.

Die ganzen Brocken sind ziemlich unkritisch und mit einigen Handgriffen problemlos in Betrieb zu nehmen. Lediglich dem PLO musste ich etwas zu seinem Glück verhelfen … siehe Hier.

Den RX Zweig des Transverters habe ich mittels Messender (HP 8673B) bzgl. Pegel mal vermessen, hier die Ergebnisse:

24 GHz Pegel-100 dBm-90 dBm-80 dBm-70 dBm-60 dBm-50 dBm-45 dBm-40 dBm
ZF Pegel 436 MHz-62 dBm-53 dBm-43 dBm-33 dBm-23 dBm-13 dBm-9,5 dBm-8,4 dBm

Die Probleme fangen wie immer im Detail an … z.B. benötigt man für diese Kombination von Komponenten die folgenden Betriebsspannungen:

  • +12V DC als hauptversorgung, wie es üblich ist im Afug.
  • +8,4V DC zur Versorgung der PLO und des Transverters.
  • +5V DC als Versorgung für den Transverter.
  • +6 V DC als Versorgung für die PA.
  • -5V DC als negative Vorspannung für die PA im Transverter und in der PA.

Damit noch nicht genug, denn die negative Vorspannung muss auf JEDEN FALL vor den anderen positiven Spannungen anliegen, da sonst die FETs in den PAs (im Transverter und die Leistungsendstufe) die Ohren anlegen.

Nach etwas Sucherei landete ich bei einer bekannten Handelsplattform mit Schwerpunkt Chinaprodukte. Dort gab es Spannungswandler die einen weiten Eingangsspannungsbereich aufwiesen und bzgl. des Ausgang frei einstellbar sind. Des weiteren gab es dort einen Wandler der auch +/-5V DC zur Verfügung stellte.

Also mal schnell ne Bestellung rausgehauen und jeweils zwei Wandler bestellt. Einen Doppel-Wandler der zwei positive Spannungen erzeugt und einen der die +/-5V DC erzeugt.

Damit war das Problem die Spannungen zu erzeugen gelöst, blieb das Problem die -5V DC vor den anderen Spannungen zu aktivieren.

Hierzu kam mir eine einfache aber wirkungsvolle Idee. Man nehme ein 5V Relais mit zwei Schließern, welches als von den -5V DC geschaltet wird. Über diese beiden Schließer werden zum einen die +12 V DC für den DC/DC-Wandler (+8,4V und +6V) geschaltet und zum anderen die +5V DC die von dem +/- 5V DC/DC-Wandler erzeugt werden. Diese Maßnahme stellt sicher, dass erst die -5V DC da sind und dann die anderen Spannungen freigeschaltet werden.

Nun muss der Transverter ja auch noch eine Sende/Empfangsumschaltung bekommen, die die folgenden Dinge tun muss:

  • T/R-Relais umschalten auf der 24 GHz Seite.
  • T/R-Relais auf der ZF-Seite schalten.
  • Betriebsspannung der PA (+6V DC) im Sendefall aktivieren.

Die PTT Information bekommt der Transverter über die ZF-Leitung. Hier wird im Sendefall einen positive Gleichspannung auf den Innenleiter gelegt. Die Gleichspannung wird durch ein Bias Tee ausgekoppelt und damit wird eine Transistor-Schaltung betätigt. Diese Schaltung schaltet ein Relais mit zwei Wechselkontakten. Mit dem einen Wechsler wird das SMA-Relais (+12V DC) am 24 GHz Ausgang betätigt und mit dem anderen wird die Endstufe mit +6V DC versorgt. Der Kontakt welcher das SMA Relais schaltet, schaltet auch das ZF-Umschaltrelais.

Befestigung am Spiegel (40 cm) auf drehbarer Halterung.

… wird fortgesetzt …

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Projekt: Weller RT SMD Lötkolben.

Durch Alex (DL8AAU) bin ich auf die modernen Lötspitzen der WMRP/WXMP Lötstationen aufmerksam geworden. Das sind sehr feine und kleine SMD Lötspitzen, bei denen das Heizelement und der Sensor für die Temperaturregelung direkt vorne in der Spitze sitzen.

Wenn man dieses Teile das erste mal in der Hand hat, dann hat man das Gefühl, dass einen das Datenblatt verarschen will mit der Angabe einer Leistung von 40W ! Dieses Gefühl verschwindet allerdings recht schnell, wenn man mal mit diesem kleinen (SMD)-Lötkolben eine Platine in ein Weißblechgehäuse eingelötet hat. Danach macht man das nämlich nur noch damit !!

Die Lötstation von Weller, für welche diese Spitzen gedacht sind, kostet jenseits 1k EUR und ist somit für uns Funkamateure aus dem Fokus.

Wenn man allerdings mal so eine Spitze gesehen hat und bemerkt hat, dass der Anschluss an die Lötstation mittels eines dreipoligen Klinkensteckers erfolgt, dann kann man verstehen warum es im Internet einige Projekte gibt welche die Lötstation ersetzen.

Platine für die Lötstation mit Weller RT Spitze.

Ein solches Projekt hab ich mir herausgesucht und passende Platinen fertigen lassen. Einige OMs aus unserem Ortsverband F42 konnte ich auch zum Nachbau animieren.

Das Projekt benutzt einen Arduino “Pro Mini” als Controller mit OLED-Display und ist sehr einfach gehalten.

Fast alle Bauteile sind jetzt da, bis auf den OPA336, welcher bei Reichelt nicht lieferbar ist. Aber beim großen C hab ich die dann doch bekommen.

Die Bestückung der Platine war völlig problemlos und hat ca. 1 Stunde gedauert. Jetzt warte ich noch auf den Programmieradapter für den Arduino Pro mini und dann wird sich zeigen ob alles funktioniert.

Oberseite mit Arduino Pro mini aufgesteckt.

Unterseite, noch leicht mit Flußmittel verschmiert. OPA336 fehlt noch.

… wird fortgeführt …

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China Bias Tee 10 MHz bis 6 GHZ im Test.

Auf der Suche nach einem Bias-Tee für Messungen und für den Einsatz in Transvertern, stolperte ich in einer Auktionsplattform über Bias-Tees von 10 MHz bis 6 GHz. Die Teile sahen sehr ordentlich aus und waren in einem Alu-Gehäuse untergebracht (siehe Bild).

Bias Tee 10 MHz bis 6 GHz … aus China.

Der Preis von unter 10,- EUR war auch ok, also hab ich mal eines dieser Teile bestellt.

Es dauerte ca. 4 Tage, dann war das Teil auch schon da und konnte näher unter die Lupe genommen werden.

Also Speki an und dann mal schauen wie so die Vitalwerte sind. Hier kommt der R&S ESIB7 mit Trackinggenerator zum Einsatz.

Wie in den nächsten Bildern zu sehen, ist der Bias Tee nicht wirklich bis 6 GHz brauchbar, aber für den Bereich bis 500 MHz und bis 2 GHz mit Einschränkung. Für den Einsatz im Transverter auf der ZF-Seite erspart es den Selbstbau und der Preis dafür geht ok. Alleine die Buchsen, Gehäuse, Duko usw. würden einzeln beschafft sicher mehr kosten.

Das Teil hält nun nicht das was man aufgedruckt hat, aber für den Zweck den ich vorgesehen hatte reicht das völlig aus.

Dämpfung im Bereich bis 500 MHZ.

Dämpfung bis 2 GHz, darüber wird es dann wüst !!

 

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