Wespenspinne in Zwingenberg.

In diesem Jahr haben wir in unserem Garten wieder einen alten Bekannten entdeckt, eine Wespenspinne. Eine Wespenspinne hatten wir schon öfters im Garten, allerdings noch nie so ein prächtiges Exemplar wie dieses Jahr (2018).

Die Wespenspinne mittig auf ihrem Netz.

Wespenspinne von oben.

 

Wespenspinne von unten.

 

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ADF4153 12Ghz PLL Umbau und Programmierung.

Auf der HAM-Radio 2018 in Friedrichshafen hat Alex (DL8AAU) schöne PLL-Bausteine entdeckt, welche sich für den Frequenzbereich von ca. 11-13,5 GHz eignen.

Ich werde die PLL verwenden um mittels eines Verdreifachers ein 38 GHz Signal zu erzeugen. Dies wird als LO für einen 76 GHz Subharmonischen-Mischer nach DB6NT benötigt.

12 GHz PLL-Baustein geöffnet.

Die Bausteine enthalten einen Transistor-VCO (Sollfrequenz/4) den man mittels Lötzinn und Fähnchen schön auf Sollfrequenz abgleichen kann. Der VCO wird über ein ADF4153 PLL-IC an einen internen 20 MHz Quarzoszillator angebunden. Danach wird das Signal durch einen HMC189 passiv verdoppelt und durch einen Bandpass gefiltert. Jetzt wird das Signal nochmals mit einem HMC369 aktiv verdoppelt und wieder durch einen Bandpass gefiltert. Zum Schluss folgt noch eine Verstärkerstufe mit HMC441, welcher dann ca. +15 dBm am Ausgang abliefert.

Der Abgleich des VCO per Lötkolben war sehr einfach und Problemlos. Zielfrequenz war in diesem Fall erst mal die (24.048 GHz – 146 MHz) / 2 also 11,951 GHz. Diese LO-Baugruppe wird im 24 GHz Transverter für DR9A ihre Verwendung finden.

Spektrum bei 11,5 GHz freilaufender VCO.

Nun muss der PLL-Chip noch seine Programmierung bekommen. Hierzu verwende ich einen Arduino Pro Mini, Der ADF4153 wird per SPI programmiert. Hierzu werden die benötigten Register über ein paar digital Pins des Arduino per “Bit Banging” in den ADF4153 geladen.

Leider habe ich keinen passenden Stecker gefunden und musste diesen erst beschaffen. Dank an Alex (DL8AAU) für die Identifizierung und Bestellung.

Belegung des Steckers:

Pin 1: Clock
Pin 2: Data
Pin 3: LE
Pin 4:
Pin 5: Ground
Pin 6: 10V DC

Der Logikpegel zum programmieren ist 3,3V, es muss also ein passender Mikrocontroller verwendung finden oder die Pegel müssen geeignet angepasst werden.

Der Arduino Pro Mini wird wie folgt angeschlossen:

Clock an Pin 13
Data an Pin 11
LE an Pin 03

Arduino Pro Mini.

Nach erfolgter Programmierung des PLL-Chip rastete der Oszillator sofort ein. Selbst mit dem internen 20 MHz TCXO ist die Frequenz schon auf wenige Hertz genau getroffen. Als nächstes erfolgt der Umbau auf 10 MHz Referenz, welche dann extern über Pin 4  zugeführt wird.

Der Umbau auf 10MHz Referenz ist recht einfach, das schwierigste ist es den internen 20 MHz Oszillator zu entfernen. Da ich nicht vor hatte den Oszillator wieder zu verwenden, habe ich ihn komplett mit dem Lötkolben erhitzt, wodurch sich die Abschirmhaube abnehmen ließ. Danach waren alle Anschlüsse gut zugänglich und konnten mit Entlötlitze “leergesaugt” werden. Danach mit einem Skalpell unter die Platine hebeln und gleichzeitig nach und nach die Lötstellen ablösen. Danach wird die Leiterbahn, welche zu Pin 4 der Steckerleiste führt, mittels Skalpell getrennt. Nun wird ein Stück Fädeldraht vom ehemaligen Ausgangs-Pin des 20 MHz Oszillators zu Pin 4 gelegt. Fertig ist der Umbau.

Verschiedene Quellen sagen, dass man der VCO-Stromversorgung noch etwas mehr Kapazität verpassen sollte. Ich werde dies mal ausprobieren und einen Vorher/Nachher Messung anfertigen.

Nachfolgend der Source-Code mit dem der PLL-Chip programmiert wird. Es handelt sich um eine Abwandlung der Source von Wolfgang (OE8WOZ). Vielen Dank für die Erlaubnis den Code zu verwenden !

Oszillator bei 11.951 GHz gerastet.

// uncomment either line: upper means no debug, lower adds serial debug (max. 80ch/line)
//#define DEBUG(...) {}
#define DEBUG(...) {char s[80]; sprintf(s,__VA_ARGS__); Serial.println(s);}

// we use the LCD shield, the AVR EEPROM and SPI interface
#include <SPI.h>

// some may vary, depending on setup (only SPI pins are hardcoded)
#define ADF4153_LE 3    // ADF select

// reference used on PLL board, you may need to adapt this
//                     MMkkkHHH
const uint32_t REFin = 10000000; // Hz 
// set to "real" reference freq. - e.g. in my case it is: 24999518

// PLL parameters kept global, may be used by several functions
uint32_t fpfd; // internal phase comparison frequency
uint8_t I_BLEED_N,RFA,RFB,PWR; // used in loop, but kept constant for now
uint8_t D, T, R, CP; // only used in INIT for now
uint32_t PLL_R10, PLL_R04_RES, PLL_R04; // calculate once, then reuse

// global variables for GUI handling
//                GGMMMkkk...LL in Hz
uint64_t RFout =  1195100000LL;  // output frequency
uint64_t steps =     1000000LL;  // actual value for increment/decrement of freq.
int setpos=7;                    // position on screen, must match with steps above

// write an ADF register
void writeRegADF(const uint32_t value)
{
  // 32bit transfer
  SPI.transfer((value >> 24) & 0xFF);
  SPI.transfer((value >> 16) & 0xFF);
  SPI.transfer((value >> 8) & 0xFF);
  SPI.transfer((value >> 0) & 0xFF);
  digitalWrite(ADF4153_LE, HIGH);
  digitalWrite(ADF4153_LE, LOW);

  // show what we have written
  DEBUG("%08lx",value);
}
// Program all the registers of the ADF4153 the first time
void initADF()
{ uint16_t VCO_BDIV; // 8bit
  uint16_t ADCDIV;   // 8bit
  uint16_t Timeout;  // 8bit
  uint8_t ALC_TO, LOCK_TO; // each 5bit

  DEBUG("REF: %ld.%06ld MHz",(long)(REFin/1000000L),(long)(REFin%1000000L));

  // some initial global settings
  I_BLEED_N=9; CP = 2;
  PWR=0;
  RFA=0;
  RFB=0;
  // this ensures fref = 2*fpfd for best noise performance (OK if fref <62.5MHz) D = 1; T = 0; R = 1; // PFD is derived from above settings fpfd = REFin*(1+D)/(R*(1+T)); DEBUG("PFD: %ld.%06ld MHz",(long)(fpfd/1000000L),(long)(fpfd%1000000L)); // calculate registers for ADC (and round-up) ADCDIV = (fpfd/100000L)>>2;
  if (ADCDIV>255) ADCDIV=255;

  // VCO band division (and round-up)
  VCO_BDIV = ((fpfd/1200000L)+1)>>1;
  if (VCO_BDIV>255) VCO_BDIV=255;

  // calculate registers for timeout (and round-up)
  Timeout = ((fpfd/500000L)*50/30+1)>>1;
  if (Timeout>255) Timeout=255;
  ALC_TO=30;
  LOCK_TO=12;

  // show in readable format
  DEBUG("ADCDIV  = %d",ADCDIV);
  DEBUG("VCO_BDIV= %d",VCO_BDIV);
  DEBUG("Timeout = %d",Timeout);
  DEBUG("ALC_TO  = %d",ALC_TO);
  DEBUG("LOCK_TO = %d",LOCK_TO);

  // we re-use them later in the frequency set function as well, so define it once here
  PLL_R10 = (0x00c0003aL)|((uint32_t)ADCDIV<<6);
  PLL_R04     = (0x4L)|(6L<<27)|((uint32_t)D<<26)|((uint32_t)T<<25)|((uint32_t)R<<15)|(1L<<14)|((uint32_t)CP<<10)|(1L<<9)|(1L<<8)|(1L<<7);
  PLL_R04_RES = PLL_R04|(1L<<4);

  // update registers
  writeRegADF(0x1041cL);   // R12: normal operation, no phase sync
  writeRegADF(0x61300bL);  // R11: reserved
  writeRegADF(PLL_R10); // R10: ADCEN=1, ADCCONV=1, clock divider
  writeRegADF((0x9L)|((uint32_t)VCO_BDIV<<24)|((uint32_t)Timeout<<14)|((uint32_t)ALC_TO<<9)|((uint32_t)LOCK_TO<<4)); // R9: timeout settings
  writeRegADF(0x102d0428L);  // R8: reserved
  writeRegADF((0x10000007L)|(1L<<25)|(3L<<8)|(3L<<5)); // R7: PLL settings for fractional mode and lock behaviour
  writeRegADF((0x35000006L)|((uint32_t)RFB<<10)|((uint32_t)RFA<<6)|((uint32_t)PWR<<4)); // R6: output settings (initial)
  writeRegADF(0x800025L);  // R5: reserved
  writeRegADF(PLL_R04_RES); // R4: PLL setup, incl. f_pfd settings, PLL kept in reset
  writeRegADF(0x00000003L); // R3: phase adjust / resync not used
  writeRegADF((0x2L)|(2L<<4)); // R2: lowest possible setting, we override this later with the actual frequency
  writeRegADF((0x1L)|(1L<<4)); // R1: lowest possible setting, we override this later with the actual frequency
  delay(3);
  writeRegADF((0x0L)|(75L<<4)); // R0: lowest possible setting, we override this later with the actual frequency } // Set a new frequency on the ADF4153 void updateADF(uint64_t freq) { uint16_t INTR, FRAC2R, MOD2R; // 16bit, 14bit, 14bit uint32_t FRAC1R; // 24bit uint8_t RF_Select; // 6 bit DEBUG("OUT: %ld.%06ld MHz",(long)(freq/1000000L),(long)(freq%1000000L)); // set up VCO frequency window RF_Select=0; if (freq>6800000000LL) {
    freq>>=1;
    RFA=0;
    RFB=1;
  } else {
    while (freq<3400000000LL) {
      freq<<=1;
      RF_Select+=1;
    }
    RFA=1;
    RFB=0;
  }

  DEBUG("VCO: %ld.%06ld MHz, MAIN:%s, AUX:%s",(long)(freq/1000000L),(long)(freq%1000000L),RFA?"on":"off",RFB?"on":"off");

  // calculate registers for fout
  INTR = freq/fpfd;
  uint32_t remainder = ((freq-INTR*fpfd)<<32)/fpfd; FRAC1R = remainder>>8;
  MOD2R = 256;
  FRAC2R = remainder&255;

  DEBUG("RFDIV = %d",1<<RF_Select);
  DEBUG("INT   = %d",INTR);
  DEBUG("FRAC1 = %ld",FRAC1R);
  DEBUG("FRAC2 = %d",FRAC2R);
  DEBUG("MOD2  = %d",MOD2R);

  // update registers, acc. to specification
  writeRegADF(PLL_R10);                                             //R10
  writeRegADF((0x35000006L)|((uint32_t)RF_Select<<21)|((uint32_t)I_BLEED_N<<13)|((uint32_t)RFB<<10)|
              ((uint32_t)RFA<<6)|((uint32_t)PWR<<4));               //R6
  writeRegADF(4L|((uint32_t)PLL_R04_RES));                          //R4  DB4=1
  writeRegADF(2L|((uint32_t)MOD2R<<4)|((uint32_t)FRAC2R<<18));      //R2
  writeRegADF(1L|((uint32_t)FRAC1R<<4));                            //R1
  writeRegADF(0L|(uint32_t)INTR<<4);                                //R0  PRE is always 4/5
  writeRegADF(PLL_R04);                                             //R4  DB4=0
  delay(3); //  VCO stabilization
  writeRegADF(0L|0x200000L|((uint32_t)INTR<<4));                    //R0  enable autocal
}

//=====================================================================
// ARDUINO SETUP CALL (mandatory, do HW setup, do ADF4153 setup)
//=====================================================================

void setup() {
  // Init PLL I/O
  pinMode(ADF4153_MUX, INPUT);
  pinMode(ADF4153_LE, OUTPUT);
  digitalWrite(ADF4153_LE, HIGH);

  // Init PLL SPI bus
  SPI.begin();
  SPI.setDataMode(SPI_MODE0);
  SPI.setBitOrder(MSBFIRST);

  // Init serial (for debug)
  Serial.begin(115200); 
  
  // start-up message
  Serial.println();
  Serial.println("ADF4153 master, (c) 2018 OE8WOZ");

  // Init PLL
  digitalWrite(ADF4153_LE, LOW);
  initADF();
  delay(10);
  updateADF(RFout);
  delay(10);
}

//=====================================================================
// ARDUINO LOOP CALL (mandatory, reads keys and update ADF4153)
//=====================================================================

void loop() {  
  }
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Selbstbau LISN 5uH für DC bis 60V/10A

Seit einiger Zeit benutze ich in Bauprojekten zunehmend DC/DC Wandler aus China, um zum Beispiel in Transvertern die verschiedenen Betriebsspannungen zu erzeugen. Die kleinen sehr preiswerten Platinchen funktionieren sehr zuverlässig und tun was sie sollen.


DC/DC-Wandler aus China.

Als Funkamateur frage ich mich natürlich auch noch was die Dinger sonst noch tun, außer Spannungen zu erzeugen und zu stabilisieren ?

Aus dieser Frage heraus entstand der Bedarf an einer einfachen Netznachbildung (LISN) für Gleichspannungen und Ströme.

Beim stöbern im Internet bin ich dann auf ein Projekt bei GitHub (5uH DC LISN) gestoßen, welches genau für meine Anforderungen passt. Die benötigte Platine wurde also gleich in Auftrag gegeben und zwei Wochen später lag die fertige Platine dann vor. In der Wartezeit wurden die Bauteile besorgt.

Der Aufbau gestaltete sich recht einfach. Alle Bauteile sind als SMD ausgeführt und die Platine wird nach Fertigstellung einfach auf ein Hammond-Gehäuse aufgeschraubt.

Fertig aufgebaute LISN, fertig zur Messung.

Nach erfolgtem Aufbau kommt natürlich der Moment der Wahrheit, die Messung.

Bei einer ersten Messung hatte ich noch Resonanzstellen im  Sweep, die durch zu schlechte Adaptierung von BNC auf Bananenstecker entstanden sind.

Nach Änderung der Adaptierung war die Messung sauber bis über 500 MHz. Die Dämpfung soll etwa -10 dB betragen, was bis über 250 MHz auch sehr gut eingehalten wird. Darüber steigt die Dämpfung leicht an, was aber auch noch völlig im Rahmen ist.

Erste Messung bis 100 MHz mit schlechter Adaptierung. Dadurch Resonanzen im S12 Sweep.

 

 

Nun muss das LISN seiner eigentlichen Bestimmung zugeführt werden, also der Messung von leitungsgebundenen Störungen.

Hierzu habe ich als DUT einen der chinesischen DC/DC-Wandler benutzt, denn das war ja der Stein des Anstoßes für den Bau des LISN.

Als Versorgung für die Messung des DC/DC-Wandlers wurde ein R&S Labornetzteil verwendet, welches einen gute alte analoge Regelung besitzt. Als EMI-Empfänger kommt ein Rohde&Schwarz ESIB7 zum Einsatz.

Zweite Messung mit besserer Adaptierung. Bis 250MHz ca. -10 dB Dämpfung.

Als erstes wurde eine Messung ohne DUT gemacht, um Störungen des DUT von Störungen die aus der Umgebung kommen (Lampen, UKW-Rundfunk, LED-Lampen etc.) zu unterscheiden. Bei der Messung ohne DUT zeigt sich, dass bis etwas über 10 MHz der Pegel bei ca. -100 dB liegt. Darüber steigt der Pegel bis um die -80 dB an.

Dann wurde der DC/DC-Wandler über das LISN mit Strom versorgt, wobei sehr kurze Messkabel verwendet wurden um wenig Dämpfung und Frequenzgang zu haben.

Messung ohne DUT.

Die Messung wurde nun wiederholt und wieder ein Foto gemacht. Auf dem Bild ist gut zu erkennen, dass der Wandler wohl mit einer Schaltfrequenz von ca. 300 kHz arbeitet und daher fette Spitzen bei 300, 600 und 900 kHz produziert. Die Spitzen liegen mehr als 50 dB oberhalb des Grund in der Messung ohne DUT. Die Harmonischen bei 1,2 und 1,5 MHz liegen sogar 60 dB höher. Oberhalb des 1,5 MHz Peak flacht das Spektrum wieder ab. Oberhalb 10 MHz steigt der Pegel breitbandig um ca. 8-10 dB an.

Messung mit DUT 150 kHz bis 100 MHz mittels R&S ESIB7.

Ich werde nun noch auf den Amateurbändern (28MHz, 144-146 MHz und 432-440 MHz) Messungen durchführen, um festzustellen ob diese Wandler auch z.B. im Umfeld eines Kontest ohne Störung einsetzbar sind.

 

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HF-Schalter BIRD Modell 7431.

Ein Schnitt durch den HF-Schalter. Das Prinzip ist gut erkennbar.

Ich habe von einem Funkfreund einen handbetriebenen HF-Schalter BIRD Modell 7431 zum überprüfen bekommen.

Der Schalter hat 4 Positionen und der Schaltknopf muss zur Betätigung herausgezogen werden, in die gewünschte Position gedreht werden und wieder hinein gedrückt werden. Der Schalter ist mit N-Buchsen versehen und ist brachial solide aufgebaut.

Wenn man den Schaltknopf herauszieht, wird der Mittelkontakt der Common-Buchse und der jeweils ausgewählten Buchse zurückgezogen und somit getrennt. Durch drehen wählt man dann einen neue Position. Die Positionen rasten und man kann erst nach korrekter Rastung den Knopf wieder hineindrücken.

Das Datenblatt von BIRD zeigt, dass diese Schalter eine Isolation zwischen dem Common Port und den nicht ausgewählten Ports von mehr als 75 dB (!!!) hat. Hier ein Auszug der Daten:

  • 100 MHz SWR kleiner 1.02, IL 0.02 dB, max. Pwr 850 W
  • 1000 MHz SWR 1.06 max. , IL 0.09 dB, max. Pwr 200 W
  • 4000 MHz SWR 1.30 max. , IL 0.22 dB, max. Pwr 75 W

Der brauchbare Frequenzbereich ist von BIRD mit DC-10 GHz angegeben.

Die Ergebnisse der Messungen folgen …

Vergleich R&S NRV-Z55 und R&S NRV-Z51 Sensor.

Laut R&S Prospekten unterscheiden sich die Messköpfe NRV-Z51 und NRV-Z55 nur durch ihre Anschlüsse. Am 51er Kopf ist ein N-Stecker (bis 18 GHz) und am 55er Kopf ist ein 2,92mm Stecker (bis 40 GHz) montiert.

Da ich gerade an Projekten oberhalb 18 GHz baue, und mir ein NRV-Z55 Messkopf zugelaufen ist, werde ich den NRV-Z55 mit dem NRV-Z51 vergleichen.

R&S NRV.Z55 (DC-40 GHz)

Weil man im Amateurbereich nun nicht unbedingt aufs letzte Zehntel dB genau messen muss, sondern oft eine Genauigkeit von 0,5-1 dB ausreichend ist, kann es sein, dass die Ungenauigkeit durch die nicht mehr für die Frequenz passende Steckverbindung (N-Stecker bis 18 GHz) durch aus noch bis über 18 GHz brauchbar ist.

Als Signalquelle von 18-26,5 GHz dient der HP 8673B (2-26,5 GHz) und über 26,5 GHz arbeite ich mit einem aktiven Vervielfacher. Das genaue Setup steht noch nicht ganz fest.

Das Setup zum Vergleich der beiden Messköpfe besteht aus einen resistiven Teiler von Weinschel (Model 1515), an welchen die Messköpfe angeschlossen werden. Zur Adaptierung der Messköpfe auf die SMA-Buchsen des Teilers wurde für den Z51 Kopf ein 3,5mm auf N-Buchse Adapter verwendet. Um den Z55 Kopf von 2,92mm auf SMA zu adaptieren wurde ein 3,5mm (m) auf 3,5mm (f) Adapter verwendet. Letzteres ist nötig, da 2,92mm nicht mit SMA kompatibel ist, wohl aber mit 3,5mm Steckverbindern.

Weinschel Model 1515 Splitter mit dem Z51 links und dem Z55 rechts.

Die Messungen erfolgten von 17 GHz bis 26,5 GHz. Dieser Bereich wurde gewählt, weil der Z51 Kopf bis 18 GHz spezifiziert ist und ich somit zwei Messpunkte im noch “zulässigen” Bereich mit Sensor-Kalibrierung habe. An der Stelle glauben wir R&S einfach erst mal.

Um die Gleichlaufunterschiede des Teilers herausrechnen zu können, wurde die Messung zweimal durchgeführt. Einmal mit dem Z51 Kopf links und dem Z55 Kopf rechts am Teiler und einmal umgekehrt.

Die Werte waren wie folgt:

Als erstes mit dem Z51 Kopf links und dem Z55 Kopf rechts:

Frequency GHz171819202121,52222,522,72323,52424,52525,52626,5
Messwert (dBm) NRV-Z51-8,98-8,93-9,15-9,13-8,65-8,99-9,97-12,96-11,3-10,34-10,35-10,38-10,53-11,01-11,15-10,99-10,81
Messwert (dBm) NRV-Z55-8,47-9,01-8,91-8,99-8,33-7,92-7,6-14,67-11,92-10,67-10,44-10,55-10,48-11,06-11,24-11,13-10,19

Chart Z51 links (blau) am Teiler und Z55 rechts (rot). X in GHz und Y in dBm.

… dann umgekehrt (Z51 rechts und Z55 links):

Frequency GHz171819202121,52222,522,72323,52424,52525,52626,5
NRV-Z51-8,9-8,86-9,05-9,02-8,33-8,28-7,98-15,23-12,49-11,14-10,81-10,75-10,91-11,6-11,66-11,36-11,4
NRV-Z55-8,62-9,16-9,08-9,25-8,85-8,81-9,49-12,3-10,74-10,06-10,26-10,29-10,44-10,74-11,11-10,84-10,39

Chart Z51 rechts (blau) am Teiler und Z55 links (rot). X in GHz und Y in dBm.

In den Charts sieht man sehr schön, dass der Sprung bei 22-23 GHz beim vertauschen der Messköpfe mitwandert. Das heißt, dass dieser Sprung vom Splitter verursacht wird und nicht von den Messköpfen oder der Adaptierung.

Jetzt die spannende Frage … wie schlägt sich der Z51 Kopf (DC-18 GHz) gegen den Z55 Kopf (DC-40GHz) ? Folgendes Chart ist um den Gleichlauffehler des Splitters bereinigt (durch Mittelung)und zeigt die Abweichung des Z51 Kopfes gegenüber dem Z55 Kopf. Den Knick zwischen 22 GHz und 23 GHz werde ich nochmal genauer betrachten und feiner in der Frequenz auflösen.

 171819202121,52222,522,72323,52424,52525,52626,5
Durchschnitt Z51-8,94-8,895-9,1-9,075-8,49-8,635-8,975-14,095-11,895-10,74-10,58-10,565-10,72-11,305-11,405-11,175-11,105
Durchschnitt Z55-8,545-9,085-8,995-9,12-8,59-8,365-8,545-13,485-11,33-10,365-10,35-10,42-10,46-10,9-11,175-10,985-10,29

Vergleich der gemittelten Werte des Z51 und Z51. X in GHz und Y in dBm.

Abweichung des Z51 Kopfes vom Z55 Kopf. X in GHz und Y in dB.

Das komplette Excel-Sheet kann man hier als PDF ansehen.

Vergleich_NRV_Z51_Z55

Der Messkopf wird laut R&S direkt bei der PTB kalibiert.

Vergleich NRP-Z37 mit NRV-Z55 (als Referenz !!!

Für die weiteren Messungen habe ich nun einen resistiven Powersplitter 0.5-40 GHz Anritsu K241C mit 2,92mm (K) Anschlüssen bekommen, somit kann man die Messungen von 17 GHz bis 26,5 GHz nochmal vergleichen. Hierbei sollte man heraus bekommen ob der Buckel bei 22-23 GHz durch den Power-Splitter (Weinschel Model 1515) hervorgerufen wird.
Um nun die Messung oberhalb 26,5 GHz weiterführen zu können, muss erst einmal eine Signalerzeugung 26,5-40 GHz gebaut werden.

Stay tuned !!

 

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Bau 24 GHz Transverter. (aus DMC Brocken)

Einbau der HF-Komponenten ins Gehäuse.

Motiviert durch den Umstand günstig an einen Satz 24 GHz Bauteile gekommen zu sein, fasste ich den Entschluss nun auch auf 24 GHz QRV zu werden.

Die Bauteile stammen zumeist von DMC, die PA ist von Arcom (ca. 800mW).

  • Transverter orig. für 23 GHz Richtfunk von DMC.
  • PLO (Phase locked Oscillator) 23.616 GHz (für 436 MHz ZF) von DMC.
  • LNA für 23 GHz aber auf 24 GHz noch sehr gut brauchbar.
  • PA von Arcom, ca. 850mW out auf 24,048 GHz.

Die ganzen Brocken sind ziemlich unkritisch und mit einigen Handgriffen problemlos in Betrieb zu nehmen. Lediglich dem PLO musste ich etwas zu seinem Glück verhelfen … siehe Hier.

Den RX Zweig des Transverters habe ich mittels Messender (HP 8673B) bzgl. Pegel mal vermessen, hier die Ergebnisse:

24 GHz Pegel-100 dBm-90 dBm-80 dBm-70 dBm-60 dBm-50 dBm-45 dBm-40 dBm
ZF Pegel 436 MHz-62 dBm-53 dBm-43 dBm-33 dBm-23 dBm-13 dBm-9,5 dBm-8,4 dBm

Die Probleme fangen wie immer im Detail an … z.B. benötigt man für diese Kombination von Komponenten die folgenden Betriebsspannungen:

  • +12V DC als hauptversorgung, wie es üblich ist im Afug.
  • +8,4V DC zur Versorgung der PLO und des Transverters.
  • +5V DC als Versorgung für den Transverter.
  • +6 V DC als Versorgung für die PA.
  • -5V DC als negative Vorspannung für die PA im Transverter und in der PA.

Damit noch nicht genug, denn die negative Vorspannung muss auf JEDEN FALL vor den anderen positiven Spannungen anliegen, da sonst die FETs in den PAs (im Transverter und die Leistungsendstufe) die Ohren anlegen.

Nach etwas Sucherei landete ich bei einer bekannten Handelsplattform mit Schwerpunkt Chinaprodukte. Dort gab es Spannungswandler die einen weiten Eingangsspannungsbereich aufwiesen und bzgl. des Ausgang frei einstellbar sind. Des weiteren gab es dort einen Wandler der auch +/-5V DC zur Verfügung stellte.

Also mal schnell ne Bestellung rausgehauen und jeweils zwei Wandler bestellt. Einen Doppel-Wandler der zwei positive Spannungen erzeugt und einen der die +/-5V DC erzeugt.

Damit war das Problem die Spannungen zu erzeugen gelöst, blieb das Problem die -5V DC vor den anderen Spannungen zu aktivieren.

Hierzu kam mir eine einfache aber wirkungsvolle Idee. Man nehme ein 5V Relais mit zwei Schließern, welches als von den -5V DC geschaltet wird. Über diese beiden Schließer werden zum einen die +12 V DC für den DC/DC-Wandler (+8,4V und +6V) geschaltet und zum anderen die +5V DC die von dem +/- 5V DC/DC-Wandler erzeugt werden. Diese Maßnahme stellt sicher, dass erst die -5V DC da sind und dann die anderen Spannungen freigeschaltet werden.

Nun muss der Transverter ja auch noch eine Sende/Empfangsumschaltung bekommen, die die folgenden Dinge tun muss:

  • T/R-Relais umschalten auf der 24 GHz Seite.
  • T/R-Relais auf der ZF-Seite schalten.
  • Betriebsspannung der PA (+6V DC) im Sendefall aktivieren.

Die PTT Information bekommt der Transverter über die ZF-Leitung. Hier wird im Sendefall einen positive Gleichspannung auf den Innenleiter gelegt. Die Gleichspannung wird durch ein Bias Tee ausgekoppelt und damit wird eine Transistor-Schaltung betätigt. Diese Schaltung schaltet ein Relais mit zwei Wechselkontakten. Mit dem einen Welcher wird das SMA-Relais (+12V DC) am 24 GHz Ausgang betätigt und mit dem anderen wird die Endstufe mit +6V DC versorgt. Der Kontakt welcher das SMA Relais schaltet, schaltet auch das ZF-Umschaltrelais.

Befestigung am Spiegel (40 cm) auf drehbarer Halterung.

… wird fortgesetzt …

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Projekt: Weller RT SMD Lötkolben.

Durch Alex (DL8AAU) bin ich auf die modernen Lötspitzen der WMRP/WXMP Lötstationen aufmerksam geworden. Das sind sehr feine und kleine SMD Lötspitzen, bei denen das Heizelement und der Sensor für die Temperaturregelung direkt vorne in der Spitze sitzen.

Wenn man dieses Teile das erste mal in der Hand hat, dann hat man das Gefühl, dass einen das Datenblatt verarschen will mit der Angabe einer Leistung von 40W ! Dieses Gefühl verschwindet allerdings recht schnell, wenn man mal mit diesem kleinen (SMD)-Lötkolben eine Platine in ein Weißblechgehäuse eingelötet hat. Danach macht man das nämlich nur noch damit !!

Die Lötstation von Weller, für welche diese Spitzen gedacht sind, kostet jenseits 1k EUR und ist somit für uns Funkamateure aus dem Fokus.

Wenn man allerdings mal so eine Spitze gesehen hat und bemerkt hat, dass der Anschluss an die Lötstation mittels eines dreipoligen Klinkensteckers erfolgt, dann kann man verstehen warum es im Internet einige Projekte gibt welche die Lötstation ersetzen.

Platine für die Lötstation mit Weller RT Spitze.

Ein solches Projekt hab ich mir herausgesucht und passende Platinen fertigen lassen. Einige OMs aus unserem Ortsverband F42 konnte ich auch zum Nachbau animieren.

Das Projekt benutzt einen Arduino “Pro Mini” als Controller mit OLED-Display und ist sehr einfach gehalten.

Fast alle Bauteile sind jetzt da, bis auf den OPA336, welcher bei Reichelt nicht lieferbar ist. Aber beim großen C hab ich die dann doch bekommen.

Die Bestückung der Platine war völlig problemlos und hat ca. 1 Stunde gedauert. Jetzt warte ich noch auf den Programmieradapter für den Arduino Pro mini und dann wird sich zeigen ob alles funktioniert.

Oberseite mit Arduino Pro mini aufgesteckt.

Unterseite, noch leicht mit Flußmittel verschmiert. OPA336 fehlt noch.

… wird fortgeführt …

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China Bias Tee 10 MHz bis 6 GHZ im Test.

Auf der Suche nach einem Bias-Tee für Messungen und für den Einsatz in Transvertern, stolperte ich in einer Auktionsplattform über Bias-Tees von 10 MHz bis 6 GHz. Die Teile sahen sehr ordentlich aus und waren in einem Alu-Gehäuse untergebracht (siehe Bild).

Bias Tee 10 MHz bis 6 GHz … aus China.

Der Preis von unter 10,- EUR war auch ok, also hab ich mal eines dieser Teile bestellt.

Es dauerte ca. 4 Tage, dann war das Teil auch schon da und konnte näher unter die Lupe genommen werden.

Also Speki an und dann mal schauen wie so die Vitalwerte sind. Hier kommt der R&S ESIB7 mit Trackinggenerator zum Einsatz.

Wie in den nächsten Bildern zu sehen, ist der Bias Tee nicht wirklich bis 6 GHz brauchbar, aber für den Bereich bis 500 MHz und bis 2 GHz mit Einschränkung.

Das Teil hält nun nicht das was man aufgedruckt hat, aber für den Zweck den ich vorgesehen hatte reicht das völlig aus.

Dämpfung im Bereich bis 500 MHZ.

Dämpfung bis 2 GHz, darüber wird es dann wüst !!

 

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Besuch Contest Juli 2018 bei DA0FF (Wasserkuppe).

… ohne Worte …

10GHz und 24GHz Station betriebsbereit.

Am ersten Wochenende im Juli wollte ich eigentlich bei DR9A als Helfer dem Juli Contest beiwohnen.

Leider konnte DR9A mangels ausreichender Besetzung nicht QRV werden.

Alex DL8AAU hatte dann die Idee, dass man doch auf die Wasserkuppe fahren könne um dort Mikrowellenbetrieb zu machen.

Das passte sehr gut, ich hatte gerade die portable 10GHz Station (DB6NT 10GHz Transverter mit 4W Harris PA und 60cm Offsetspiegel) fertig gestellt. Die musste dort also auf jeden Fall getestet werden. Zusätzlich haben wir beschlossen 13cm einzupacken, wobei ich den Transverter (DB6NT Transverter mit 60W PA) stellte und Alex den ZF-Transceiver und die Antenne (Gitterspiegel).

Alex hatte vor, seine 24GHz Station (DMC Transverter mit PLO und 200mW PA) von dort zu testen, bei der er gerade ein paar Tage vorher den DMC Transverter getauscht und bei mir am Messplatz vermessen hatte.

Alex hatte im Vorfeld einige OMs abgeklappert um Skeds für 24 GHz klar zu machen und stellte fest, dass ziemlich wenige Stationen QRV sein werden. Der Termin liegt ja auch mitten in der Ferienzeit. Einige Skeds waren aber dennoch auf seiner Liste. Gerd DG9FCJ ist für einen 24GHz Sked extra auf einen 35m hohen Mast geklettert und hat dort seine 24GHz Station errichtet. Diesen Aufstieg musste er wohl sogar zweimal machen, da er oben einen Fehler im RX seiner Station fand der erst beseitigt werden musste.

Da meine 10GHz Station erst brandneu zusammengebaut war und der 13cm Transverter schon länger nicht benutzt wurde (SCHÄM !!!), musste beides erst mal getestet werden, bevor man es auf den Berg schleift.

13cm Station im Test auf der Terrasse mit DK7FU als Gegenstation.

Nach erfolgreichem Test wurde das ganze Material zum Verladen verpackt und bereitgestellt.

Wir wollten um ca. 9 bis 10 Uhr auf der Wasserkuppe ankommen, so dass eine Abfahrt am Sonntag Morgen gegen 7:00 Uhr angesagt war. Das sind dann die Momente, in denen man sich fragt warum man das eigentlich macht …

 

Die Fahrt verlief gut und wir waren gegen 9 Uhr vor Ort und wurden von den OMs von DA0FF begrüßt. Danach wurde direkt nach einem geeigneten Standort Ausschau gehalten und nach einem kurzen Rundgang war dieser auch gefunden. Der Stein mit der Aufschrift “höchster Punkt” stand auch dort, sicher Zufall …

Bevor die 13cm Station den Betrieb aufnehmen konnte, musste noch etwas Kabel gelegt werden um 230V zu unserem Standort zu schaffen. Gut dass ich mich entschieden hatte die Komplette Kiste mit 230V Kabel mitzunehmen denn es waren einige Meter zu überbrücken.

Nach dem Aufbau funktionierte alles auf Anhieb einwandfrei, die Testerei hatte sich also gelohnt.

Nun wurden Skeds auf 24GHz versucht und es kamen viele Anfragen über den ON4KST Chat herein die abgearbeitet wurden.

Auf 24GHz waren es am Ende 3 QSOs im Log mit DL0GTH als ODX mit 119 km (JO50TI). Hier ein mp3 vom QSO:

Auf 10GHz hatten wir 11 QSOs und ein ODX von 387km mit OE5VRL (JN78DK).

Auf 13cm standen 9 QSOs im Log mit ODX von 387km mit OE5VRL (JN78DK).

Zu den Stationen die jeweils das ODX markieren, hatten wir nicht 100% optische Sicht, aber der Versuch hat sich mal wieder ausgezahlt.

Alles in Allem eine gelungene Aktion, wenn da nicht der massive Sonnenbrand an meinen Waden gewesen wäre …

Teilnehmer waren Alex (DL8AAU), Martin (DL8RI), und Stefan (DL2OCB).

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24 GHz LO Tuning.

Ich hatte vor kurzem das Problem eine DMC PLO Baugruppe auf die benötigte QRG von 23.616 GHz abzugleichen. Der Ziehbereich des DRO ging nicht weit genug nach unten.

Ich bekam den Tipp doch mal eine Glimmerscheibe auf den DRO zu kleben und falls das nicht reichen sollte, einfach noch eine nachzulegen.

Also ging ich ans Werk … wohl dem der einen zölligen Satz Inbus-Schlüssel hat, denn die Schrauben sind alle zöllig und gut angeknallt.

Detailansicht DRO.

PLO und DRO Deckel entfernt.

Nach dem Öffnen desPLO Gehäuses und entfernen des DRO Deckels, konnte man dann gut den DRO sehen (das runde Teil umgeben von Gold).

Ich habe dann aus einer normalen Glimmerisolierung für Transistoren eine Scheibe geschnitten und mittels Epoxy-Harz auf den DRO geklebt.

Nach einer kurzen Aushärtezeit dann die Stunde der Wahrheit.

 

 

Also alles wieder zuschrauben und dann ab an den Messplatz damit. Und siehe da …..

… die Frequenz lässt sich schön auf die benötigten 23.616 GHz ziehen und die PLL rastet schön ein. Nun kann der Transverter in Betrieb genommen werden.

 

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